Fırat DEVECİ

Off-Line Flyback Converter: Part 3

  • 12 ay önce, Fırat DEVECİ tarafından yazılmıştır.
  • 9 Yorum
  • 3.455 Kişi Okudu

FlybackConverterİkinci bölümde Flyback tasarımımızda kullanacağımız giriş kapasitesinin seçimini irdelemiş ve değerini belirlemiştik.

Bu bölümde Flyback Converter için en önemli kısımlardan biri olan anahtarlama elemanlarının seçimini ele alarak, tecrübe ile belirlenen bazı bölümlerin nasıl ele alındığına bakarken, fiyat/performans konusunda hangi kriterlerin, gerçek hayatta kullandığımız anahtarlama ya da trafo gibi elemanlarını daha çok etkilediğini uygun hesaplarla birlikte göreceğiz.

Maksimum Duty Cycle Belirleme
Tüm duty cycle kontrollü topolojilerde olduğu gibi Flyback’de de çalışabileceğimiz maksimum duty cycle değeri mevcuttur ve bu değer trafodan, anahtarlama elemanları üzerine düşecek strese kadar her şeyi etkiler.

Çalışılacak maksimum duty cycle, giriş bölümünde kullanılacak anahtarlama elemanının dayanım gerilim değeri ile belirlenir. Günümüzde şebeke ile çalışan çoğu flyback converter topolojine sahip güç kaynakları, 600-650V aralığında mosfetler kullanılar ki bu da üreticilerin verdikleri fiyat bandından anlaşılmaktadır. Toparlarsak, giriş anahtarlama elemanlarında dayanım gerilim sınırlarında trend, tek fazda fiyat/performansı iyi olan 600-650V, güvenilirlik bandında 800-900V ve 3 fazda ise 900V-1200V civarları görülebilmektedir. 1000V’a kadar olan serilerde mosfet, diğerlerinde ise IGBT kullanmak fiyatlandırmada avantaj yaratmaktadır. Bu değerlerin elbette özel uygulamalarda çok değişkenlik gösterebileceği unutulmamalıdır.

Biz örnek olarak ele aldığımız tasarımdaki eleman, Fairchild’dan (FQP8N60C) 600V/7.5A değerinde 1.2Ohm iç dirence sahip mosfet olarak seçilmiştir.AEP3139 Article Fig2 022114Duty cycle değeri belirlemeden önce ise hangi modda çalışılması gerektiği belirlenmelidir. Her iki koşulda da çalışmak çoğu uygulamada mümkün olsa da CCM ya da DCM çalışma arasında hem EMC hem de performans açısından farklılıklar vardır.

CCM yerine DCM kullanıldığında, trafo boyutu küçülürken, RMS akımlar artacağından kayıplar daha fazla olacaktır. CCM kullanımda ise trafo endüktans değerleri DCM’ye göre büyük olacağından trafo boyutunda sıkıntılara yol açabilmektedir. Bunun yanında DCM kullanmanın en büyük avantajı ise, anahtarlama anında akım değerinin sıfıryani ZCS’ye (zero current switching) neden olduğundan verimler artarak ve EMC açısından iyi yönde etkisi olacaktır. Tecrübe ile elde edilen sonuçlarda, DCM yüksek gerilim ve düşük akımlı uygulamalarda tercih sebebiyken, CCM tam tersi düşük gerilim ve yüksek akımlı uygulamalarda tercih edilmektedir.Flyback Vro600V’luk bir mosfet kullanacağımız ele alındığında en kötü şartlar altında mosfet üzerine düşecek gerilim yukarıdaki şekillerden de görülebileceği üzere giriş geriliminin maksimum değeri ile nVo olarak gösterilen yansıma geriliminin toplamıdır (bunun yanında kaçak endüktanstan kaynaklı gerilim zıplaması da olur fakat şu aşamada onu es geçiyoruz). Vro (reflected output) olarak görülen gerilim, anahtarlama elemanı açıkken, sekonderdeki gerilimin trafo oranıyla çarpılıp primer mosfeti üzerinde görülen bölümüdür. Vro değerini 100V seçersek (tecrübeden yola çıkarak; bu tür uygulamalarda 50-150V arası seçilmesi optimum değerler sağlar) aşağıdaki formüller ile kullanacağımız maksimum duty cycle değerine ulaşmış oluruz.Flyback DutyDuty cycle değerinin büyümesi çıkış diyotundaki stresi arttıracak olsa da giriş anahtarlama elemanın marjı var ise duty cycle’ı olabildiğince büyük seçmek özellikle kontrol ve trafo tasarımında kolaylık sağlayacaktır. Universal girişe sahip tasarımlarda Dmax değerini %45-50 şeklinde seçmek idealdir. Bunun yanında günümüz flyback kontrol entegrelerinin tamamına yakını akım kontrollü olduğu için, maksimum duty cycle’ın %50’yi çok aşması durumunda “sub-harmonik osilasyon” meydana gelebileceğinden, geri besleme ve kontrole çok dikkat edilmelidir.

Trafo Mıknatıslama Endüktansı (Lm) Belirleme
Her switch mode uygulamada olduğu gibi bobin/trafo tasarımı flyback dönüştürücünün de en önemli bölümlerinden biridir. Lm değeri, çalışma modunun (CCM ya da DCM) yanında aşağıda şekli görülebilecek ve Krf ile tabir edilen mıknatıslama endüktansı üzerindeki akım ripple faktörü ile de yakından alakalıdır.Flyback KrfKrf, kısaca tam yükte Lm üzerindeki akım dalgalanması olarak tanımlanır ve bu dalgalanma her bir anahtarlama süresince karşıya ne kadar enerji aktarılacağını belirler. Bu değer tamamen uygulamaya özeldir ve hangi uygulamada, hangi değerin kullanılacağını deneyimler gösterir. Krf değerinin sıfıra yakın seçilmesi trafo boyutunu büyütürken, RMS akımları küçültecektir; bunun aksine bire yaklaşımı ise trafo boyutunu küçültürken RMS akımları büyüteceğinden verimsizliğe yol açacaktır. Eğer tam yükte ve minimum gerilimde CCM modda çalışılmak isteniyorsa, universal giriş gerilimi aralığında Krf’in 0.3-0.7 arası seçmek uygun olacaktır. Eğer DCM çalışılarak özellikle reverse recovery sorunlarından (dolayısı ile EMC sorunlarından) etkilenmemek isteniyorsa Krf=1 alınmalıdır. Biz uygulamamızda Krf değerini 0.4 olarak alacağız. Bu değerle Lm değeri aşağıdaki şekilde hesaplanır.8Uygulamada kontrolcü olarak Fairchild‘ın başarılı entegresi FAN6754 seçilmiştir. İlgili entegrenin anahtarlama frekansı 65kHz’dir ve yukarıdaki formül bu şekilde işletilmiştir.

Bobin değerinin belirlenmesinden sonra elde edilen giriş akımları aşağıdaki şekilde olur.9-10-11-12Yukarıdaki hesapların yanında, tasarımı hangi DC bara geriliminde CCM/DCM geçişi yaşayacağı aşağıdaki formül ile belirlenmektedir. Bu geçişin, nominal gerilim değerlerinin altında olması özellikle EMC testlerinde avantaj yaratmaktadır.13

Çıkış Diyodunun Belirlenmesi
Çıkış diyodu, flyback topolojisinin en önemli elemanlarından biridir. Bu eleman özellikle EMC ve çalışma performansı dahil neredeyse tüm çalışmaya etki ettiğinden ideale yakın diyotlar olan sıfır trr süresine sahip schottky ya da trr süreleri düşük olan ultrafast diyotlar seçilmelidir. Schottky diyotları 200V’tan sonra bulmanın zorlaştığı (SiC ile birlikte 600V’a kadar rahat bulunabilir hale geldi) düşünülürse Vro değeri seçiminin de ne kadar etkili olduğu bir kez daha görülür.14-15-16Yukarıda uygulamada kullanılacak diyot üzerindeki sırasıyla gerilim, RMS ve ortalama akım değerleri görülmektedir. Diyodu üzerinde kayba yol açan akım değerinin, ortalama akım değeri olduğu unutulmamalıdır. Uygulama genelinde diyot seçiminde hesaplanan değerler ile birlikte, gerilim ve akım değerlerinin yaklaşık 1.5 katı değerlikli diyot optimuma yakın değer olarak karşımıza çıkmaktadır.

Çıkış Kapasitesinin Belirlenmesi
Daha önceki yazımda (Kondansatör Ömür Hesabı) belirttiğim üzere çıkış kapasitesi, giriş kapasitesi ile birlikte tasarlanan kaynağın ömrünü belirleyen en önemli parametrelerdendir. Özellikle iyi hesaplanmayan ve uygun değerlikte kullanılmayan çıkış kapasiteleri zamanla kurumakta ve cihazın arızalanmasına yol açmaktadır. Gerilim ripple’ı ile birlikte değeri seçilecek olan çıkış kapasitesinin, yüksek akım ripple değerine sahip olması hem performans hem de cihazın ömrü açısından çok önemlidir.17-18Ripple akım seviyeleri tek kapasite için fazla olursa, birbirleri arasında X adet paralelleyerek, kapasiteler ile çıkış diyodu mesafeleri eşit olacak şekilde layout tasarımı ile kullanmak en iyi çözüm olacaktır.

Tüm verdiğimiz değerleri bir tabloda toplarsak aşağıdaki sonuca ulaşmış oluruz. (Üzerine tıklarsanız büyüyecektir.)Design Excel 3-4-5-6Yukarıdaki hesaplarla birlikte devrede kullanılacak peak akım direnci ile mıknatıslama akımları da belirlenmiş olur.

Bundan sonraki bölümde trafo, clumper ve snubber tasarımlarıyla birlikte geri besleme devresi hesaplarına da değinilerek teorik hesaplama bölümü sonlanacaktır.

Dördüncü bölüm için buraya tıklayabilirsiniz.

Konu ile ilgili sorularınızı lütfen yorum bölümünden bana iletiniz.
Herkese çalışmalarında başarılar dilerim.

  1. “Peak akım direnci” nedir hocam?

    Teşekkürler, iyi çalışmalar.

    • Fırat DEVECİ dedi ki:

      Hüseyin Bey,

      Peak akım sense direnci, peak akım kontrolünde, akım ölçmek için kullanılan dirençtir. Genellikle primer kısımdaki mosfetin source’u ile ground arasına bağlanır. İlgili tüm current mode flyback devrelerinde bu direnci görebilirsiniz. Yüksek güçlerde direnç yerine akım trafosu kullanılmaktadır.

    • Hasan Yilmazer dedi ki:

      Hüseyin hocam olay seçilen kontrol yöntemiyle alakalı.

      Bu gibi devreler (buck, boost vs.) iki tane state variable (durum değişkeni) içerir. Onlar bobin akimi ve kapasitör gerilimidir. En basit yöntem doğrudan kapasitör gerilimi kontrol etmek ve akımın da dolaylı şekilde değişmesini beklemektir. Aslolan iki durum değiskenini de kontrol etmektir. Hele indirect güç aktarımı olan boost ve buck-boost çeviriciden türetilen devrelerde (flyback v.s) akım kontrolcüsü işini baya bir kolaylaştırır.

      Ama basit bir buck yapacağım diyorsan voltage-mode kontrol de iş görür, benzer performans alırsın diye düşünüyorum çünkü giriş gerilimini sabit kabul edersen, buck lineerdir ve minimum phase bir sistemdir, yani candır.

      Bobin akım dinamiği, kapasitör gerilim dinamiğinden hızlıdır çünkü akımı harekete geçiren PWM yani anahtarlamanın ataleti yoktur. Dolayısıyla double loop kontrol yapabilirsin. Yani içte akım kontrolü, dışta gerilim. Gerilim kontrolcüsü bir referans akım üretir, akım kontrolcüsü de alır bu referansı, bobin akımını buna göre regüle eder.

      Burada kullanılan iki tip akim kontrolcüsü vardır. Peak ve average akım kontrolü: Average kontrol CCM’de tercih edilebilir. Peak kontrol için fark etmez, ikisi de olur.

      Flyback genelde off-line (tek fazdan beslenen) ve en çok 50-100W güc aralığında kullanıldığı için akım düşük ve DCM tercih ediliyor. Bu modda da doğal olarak peak akım kontol yöntemi kullanılıyor.

      Çalışması şu şekilde:
      Clock geliyor, MOSFET açılıyor, akım ramp şekilde yükselmeye başlıyor.
      Akımı da miliohm seviyesinde direnç ile ölçüp feedback alıyorsun ve bu gerilim, referens değerine ulaşınca MOSFET’i kapatıyorsun ve gelecek clock’a kadar kapalı kalıyor.

      Her feedback kontrol sisteminde, kontrol edilen değişkenin ölçülmesi veya matematiksel modelinden kestirilmesi gerekir. Burada o MOSFET’in altına konan 0.1Ohm gibi ölçüm dirençleri akım geri beslemesi içindir. Bunlar aynı zamanda aşırı akım ve kısa devre koruması da yaparlar. Şöyle: gerilim kontrolcüsünün cıkışı yani akım referansı donanımsal olarak limitlidir. Orada sen o direnci ona göre seçersin. Çünkü o direnç üzerindeki gerilim düşümü maksimum gerilim kontrolcüsünün maksimum değeri kadar olur ve akım da limitlenir.

      Diğer bir nokta, CCM’de peak current control uyguluyorsan ramp inject etmen lazım ki devre stabil olsun. Çünkü peak current mode çok yüksek band genisliği veriyor onu efektif olarak biraz kısmak gerekiyor (F. Deveci notu: Buna slope compensation deniyor). Yoksa sistem kararsız hale gelir. DCM’de sıkıntı yok.

      Bu arada geçmiş yorumunuzdan ögrenci olduğunuzu anlıyorum. Tavsiyem sudur:

      İyi bir güç elektronikçisi kontrol ve donanım bilmelidir. Ogata’nin kontrol teorisi kitabı ve Erickson’un güç elektroniği kitabını hatmetmeniz gerekiyor. Tabi ingilizce okuyabildiğinizi varsayıyorum.

      Kolay gelsin.

      (F. Deveci Notu: Yönetici olarak bu yorumu konuya oldukça yararlı buldum.)

  2. Hakan dedi ki:

    Hocam Part 3’ü bekliyordum beklediğime deydi elinize sağlık.

    Anahtarlama elemanı kesime gittikten sonra üzerine düşen gerilim “DC Bara + Vro (Vs.Np/Ns)” dir. Ama zaten Vp (yani bara)=Np/Ns.Vs ise Vp=Vro ise Vds=2.Vp olur diye bilir miyiz? Yani 300VDC bara için off durumda 600VDC midir?.
    Bara=Vp
    n(trafo sargi orani)=Np/Ns

    • Fırat DEVECİ dedi ki:

      Merhaba Hakan,

      (Vs.Np/Ns) burada bu şekilde kullanılmıyor. Mosfet üzerine düşen gerilim DC Bara + Vro’dur. Vro da Vout (çıkış gerilimi) x n (sarım oranı) şeklinde hesaplanır. Örnek verelim DC bara 300V, çıkış gerilimi 12V, sarım oranı 5 ise anahtarlama elemanı üzerine düşecek gerilim 300V + (12 x 5) = 360V olur.

      Sizin söylediğiniz 2Vdc_bus gerilimleri genellikle Forward gibi tasarımlarda anahtarlama elemanı üzerine düşmektedir.

  3. Hakan dedi ki:

    Hocam tamda burda afalliyorum. 300Vp/12Vs=25Ns trafo eşitliğinden ikinci sargiyi (seconder) 25tur olarak hesaplıyorum, ikinci sargıyı örnekde olsa niye 5tur olarak düşünüyoruz.
    Hocam belliki konuyu tam oturtamamışım, cevabınız kuşkusus taşları oturtacaktır, çünkü benim gibi düşünen arkadaşlarımada yardımı olucaktır.

    • Fırat DEVECİ dedi ki:

      Hakan merhaba,

      Burada yanlış düşündüğün şey, buradaki trafonun 50Hz trafolardaki gibi çalışmadığı. Daha önce yazdığım “Güç Elektroniğinin Kabusu: Kaçak Endüktans” adlı yazımı incelersen orada trafonun açık halini görürsün. Normal trafolarda Lm değeri çok büyüktür ve trafolar ideal trafo olarak çalışır. Burada trafomuzun Lm sargısı çok küçük olduğundan, mıknatıslama endüktansı dediğimiz bu değer etkilidir.

      Endüktansın ortalama gerilimi sıfır çıkmalı ki trafo bir sonraki anahtarlama için resetlenip doyuma gitmesin. Trafonun primer endüktansına anahtarlama anında DC Bus gerilimi uygulanırken, anahtar kapatıldığında Vro gerilimi uygulanarak trafonun primer endüktansı resetlenmiş olur. Vro gerilimi de çıkış gerilimi ile sarım sayısının çarpımıyla elde edilir. Vro gerilimi girişteki anahtarlama elemanının dayanım gerilimine göre belirli mantık çerçevesi içinde keyfi seçilir ve senin yaptığın gibi bir hesap karşımıza çıkmak.

      Örneğin 300V’tan 30V elde etmek istersem normal 50Hz trafoda 1’e 10 oran çıkarken, yine aynı oranı Flyback için kullanmış olsam 600V’luk (300Vdc_bus + 30Vout x 10tur) anahtarlama elemanına ihtiyaç duyarım. Ama sarım oranımı 5 de seçebilirim; bu sarım oranında ise 450V’luk (300Vdc_bus + 30Vout x 5tur) anahtarlama elemanı işimi görür. Vro gerilimini nasıl seçildiğini de zaten yazımda belirttim.

      Eğer bu konuda daha fazla sorun ya da oturmamışlık varsa, bobin ve kapasitenin nasıl çalıştığı konusuna bakmalısınız. Siz özelinde tüm arkadaşlarıma önerim, bobinin çalışma karakteristliğini anlamadan bu konulara başlamamanız. Çünkü tüm switch mode işlemlerde işin temeli bobin üzerine enerji depolamak ve bunu aktarmaktan ibaret.

      • Hasan Yilmazer dedi ki:

        Merhaba Hakan,

        Meseleyi izah edeyim.
        MOSFET kesime girince, cikis gerilimi primer trarafa yansir. Bunun sebebi tamamen flux linkage denen kavramla alakali. Iki sarimin ortak kullandigi nuvedeki manyetik alan degisimi ve bunlarin sargilar trafindan gorulmesi.

        Yani primer sargi uzerinde n*Vo seklinde gerilim olur. Ama polaritesi, toplamda DC bara gerilimiyle seri olacak sekildedir. Ve sonucta MOSFET uzerine cikistan yansiyan gerilim arti DC bara gerilimi duser. Ama MOSFET’i kapatirken, kacak induktans da uzerindeki enerjiyi harcatir. O da bir gerilim olusturup MOSFET’e biner. Yani aslinda MOSFET bu uc etkiye karsi dayanmalidir. Ondan 600-650V yerine 900V MOSFET kullanimi da yaygindir. Dolaysiyla trafo tasarimini secilen MOSFET gerilimi belirler. Nasil? Primere yansiyan gerilim uzerinden. Flyback tasariminda en onemli etmen MOSFET gerilimi secimidir. Sarim oranlari ve snubber gerilimi bunlar ikinci safha tasarim asamasidir ve hepsi MOSFET gerilimine baglidir. Tasarim bunlari belirledikten sonra sanırım basit.

        Su kafani karistirabilir. Anahtar ON iken primer DC gerilim goruyor, OFF iken cikistan DC gerilim goruyor. Peki trafo DC gerilimleri nasil tasiyor diger trafa? Normalde trafo AC sistemde calisir degil mi?

        Bu gayet yerinde bir sorudur. Bunu anlarsan olayi anlamis olursun.

        Trafonun calismasi flux ile olur. Ve onun degismesi lazimdir ki karsi tafta gerilim induklensin. Flux linkage formulunu hatirlayalim: L*I veya sadece induktans (sargi direncini cikarman gerek) uzerindeki gerilim integrali. Normal mahalledeki trafoyu bu integral hesabi ile hayal edin, flyback trafosunu ise L*I. Ikisi de ayni ama is kolaylastirma farki olabiliyor.

        Flyback trafo sargilarinda gerilimler DC olmasina ragmen akimlar transient halindedir. Yani degisiyorlarken yani daha oturmamisken sen anahtarlarsin. Anahtarlama frekansi yeterince dusuk olsa yaklasik 5*L/R sure sonra akimlar stabil hale gelip oturur ve sonucta trafonun calismasi sadece bu transient aninda olur, sonra calismaz. Dolayisiyla, anahtarlama frekansin yuksek oldugu icin (genelde 65, 100, 130 kHz) her anahtarlama bir transient yaratip frekans flux linkage (L*I) degisiminden gerilim induklenmesi gerceklesir. Normalde akim, sargi direnci sebebiyle exponansiyeldir. Ama zaman sabiti anhatarlama periyoduna nazaran cok yuksek oldugu icin dogrusal sekilde yukseliyor gorurusun.

        Bu analizde tabi ki 5*L/R sure sonra oturdugu akim degeri nuveyi sature etmedigini kabul ediliyor.

  4. Hakan dedi ki:

    Alakanız için teşekkür ederim. Klasik mekanik ve elektrik manyetizma konularının MIT’de Prof. Walter Lewin’nin ders videoları var, hem de Türkçe, fiziği öyle güzel anlatıyor ki, sanki sohbetli yemek tarifi verir gibi. Keşke ülkemizde de böyle akademik mesleki dersler profesyonelce filme alınsa. Bırakın MIT’i Hindistan da bile üniversiteler böyle faaliyette bulunuyor. Benim gibi teknikerler okulda lineer güç kaynakları öğreniyoruz, bobinin zaman sabiti dışında karakterinden bahsedilmiyor. Bizde mezun olduktan sonra lineer olmayan sistemleri bir bilenden, kitaplardan arıyoruz ama anlatan biri olmadan kitaplardan öğrenme işi sıkıntılı. İşimiz zor vessalam.
    Bayağı yol aldım ama snubber, geri besleme sıfır ve kutuplar konularını da kavrasam resime uzaktan bakacağım.

Yorum Yazınız

error: Content is protected !!